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關鍵詞： 硅PIN光電二極管； 偏置電路； 電子濾波器； 閃爍探測器
中圖分類號： TN710?34 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2014）13?0159?03
Design and application of low?price bias circuit for Si?PIN photodiodes
JIA Mu?lin1， ZENG Guo?qiang2， MA Xiong?nan3
（1. Guangxi Radiation Environment Supervision and Management Station， Naning 530222， China； 2. Chengdu University of Technologe， Chengdu 610059， China；
3. China Institude For Radiation Protection， Taiyuan 030006， China）
Abstract： The Si?PIN photodiodes have been more and more widely used in the areas of weak light signal detection， but the result of detection is more likely affected by bias voltage and other factors. The high?stability bias voltage with low ripple coefficient is essential for accurately achieving the detected weak light singal. A Si?PIN photodiode bias circuit based on TPS61040 DC/DC boost converting chip was design and applied to the weak light signal detection of the NaT （Tl） scintillator. A good result was achieved.
Keywords： Si?PIN photondiode； bias circuit； electronic filter； scintillator detector
硅PIN光電二極管（以下簡稱SPD）作為一種成熟的半導體光電器件，因其特有的優勢在自控、通信、環保、醫療及高能物理研究等領域得到了越來越廣泛的應用，但其使用極易受所加偏置電壓的影響。因此，在實際應用中對SPD上所加的偏置電壓的要求非常苛刻，必須具備很低的紋波系數和良好的穩定性，這也就造成常用的SPD偏置電路成本較高。針對這一情況，本文將介紹一款基于TPS61040電壓轉換芯片的偏壓電路設計，并將其應用于NaI（Tl）+SPD輻射探測器的信號檢測。
1 硅PIN光電二極管與偏置電壓關系
1.1 SPD及其偏置電壓簡介
與普通光電二極管相比，SPD是由中間隔著本征層的PN結構成。當在PN兩端外加反向偏壓時，內建電場幾乎集中于I層，使得耗盡層厚度加大，增大了對光子的吸收和轉換有效區域，提高了量子效率；同時，PN節雙電層間距加寬，降低了器件本身的結電容，如圖1所示。使得器件的響應速度提高，有利于在微弱光脈沖信號檢測領域的運用；此外，結電容的降低減小了信號電荷在其上的分配，有利于為前置放大電路輸入更多的原始信號電荷。
圖1 偏置電壓與結電容關系
1.2 偏置電壓電平選擇
但偏置電壓不是越高越好，原因是SPD的暗電流隨偏壓的增加而增加，如圖2所示。當偏壓超過一定值時，暗電流隨偏壓呈線性增長趨勢，使得整個系統的信噪比迅速降低。在進行微弱光信號檢測時，若所加偏壓自身噪聲較大，將直接影響到有用信號的提取，甚至可能將有用信號完全湮沒。綜合SPD的特性曲線和實驗結果，一般將偏置電壓設定在24 V。
圖2 偏置電壓與暗電流關系
2 偏置電路設計
2.1 升壓芯片確定
通常，便攜式儀器配用的電源電壓為較低，無法滿足SPD偏置電壓電平24 V的要求，須進行升壓處理。目前，主要選用APD（雪崩光電二極管）專用升壓芯片（如：MAX5026，MAX1932等）構成SPD的偏置電路，但成本相對較高，且這類芯片升壓幅度遠超過SPD的需要，造成了一定的浪費。因此，設計一款低成本的SPD專用偏置電路是非常有必要的。
本文選用的TPS61040升壓芯片是一款由德州儀器公司生產的電感式DC/DC升壓轉換器，其主要特點是價格低、功耗低、轉換效率高。該芯片采用脈沖頻率調制（FPM）模式，開關頻率高達1 MHz；輸入電壓范圍為1.8～6 V，可選用的供電電源較為豐富，適用性強；最高輸出電壓可達28 V，可滿足絕大部分SPD的偏壓電平要求。
2.2 TPS61040工作原理
TPS61040的內部功能結構如圖3所示，其脈沖頻率調制模式（PFM）工作原理如下：轉換器通過FB腳檢測輸出電壓，當反饋電壓降到參考電壓1.233 V以下時，啟動內部開關，使電感電流增大，并開始儲能；當流過外部電感的電流達到內部設定的電流峰值400 mA或者開關啟動時間超過6 μs時，內部開關自動關閉，電感所儲能量開始釋放；反饋電壓低于1.233 V或內部開關關閉時間超過400 ns，開關再次啟動，電流增大。通過PFM峰值電流控制的調配，轉換器工作在不間斷導通模式，開關頻率取決于輸出電流大小。這種方式使得轉換器具有85%的轉換效率。芯片內部集成的MOSFET開關，可使輸出端SW與輸入端隔離。在關斷過程中輸入電壓與輸出電壓間無聯接，可將關斷電流減小到0.1 μA量級，從而大大降低了功率。
圖3 TPS61040的功能模塊
2.3 升壓電路設計
本文設計（圖4所示）采用5 V電池作為電源，輸出電壓+24.5 V。根據TPS61040的數據手冊可知反饋電平決定了輸出電壓的值，反饋電平又與分壓電阻直接相關，輸出電壓[Vout]可按如下公式計算：
[Vout=1.233*（1+RTRB）]
式中：[RT]和[RB]分別為上下分壓電阻，在電池供電的情況下，二者的最大阻值分別為2.2 MΩ與200 kΩ。在選擇反饋電阻時，應綜合考慮阻值與反饋電平的關系，較小的阻值有利于減小反饋電平的噪聲，本文中[RT]和[RB]分別選用阻值1 MΩ與51 kΩ的電阻，根據上式可得輸出的電壓電平為24.5 V。為減小輸出電壓的紋波，可在[RT]上并聯一補償電容。三極管[Q1]用于隔離負載與輸入電源。
圖4 升壓轉換器原理圖
2.4 濾波電路設計
根據PFM模式的工作原理可知，流過儲能電感的電流呈現周期性的變化，從而將其內貯存的磁能轉化為電能輸出，造成了偏置電路的輸出電平也呈周期性變化，波形近似為三角波，如圖5所示。這使得升壓轉換器輸出的電壓不能直接用于的SPD偏置。
要得到理想的偏置電壓，必須對其進行處理。本文采用電子濾波器來完成偏壓的濾波，電路原理如圖6所示。根據電子濾波器有放大電容的作用，可以用容量和體積均較小的電容來實現超大電容的功能，基本設計如圖6所示。通過濾波處理后，成功將偏置電壓的紋波控制在2 mV以內（見圖7），且整個偏壓電路體積較小，而且成本較低。
圖5 升壓轉換器輸出電壓波形
圖6 偏壓濾波原理圖
圖7 濾波后的偏壓
3 應用實例
本文選用的SPD為濱淞公司S3590?08型大面積硅PIN光電二極管，可用于閃爍探測器中光電轉換功能，選用的閃爍體為一塊體積Φ30 mm×25 mm的圓柱形NaI（Tl）晶體，通過一塊聚光光錐將NaI（Tl）晶體發出微弱光線匯集到S3590?08的受光面進行探測，并采用本文設計的升壓電路為S3590?08提供偏壓；選用的放射源核素為Cs?137。SPD輸出信號經過前置放大器（原理如圖8所示）處理后，輸出信號的波形如圖9所示，可見本文設計的偏置電路基本達到輻射信號檢測的需要。
圖8 前放原理圖
圖9 加有偏壓核脈沖信號波形
4 結 論
本實驗表明，基于TPS61040升壓轉換器的升壓電路是可以用作對偏壓要求較高的SPD的偏置電源，與采用APD專用偏壓芯片構成的同類電路相比，成本更低，且電路結構簡單、功耗較低、體積較小，具有一定的實際運用價值。
參考文獻
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關鍵詞： AT89C51； 鋼纖維； PWM控制； 鋼釬排序電路
中圖分類號： TN911?34； TM42 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2013）14?0149?03
Design of microcontroller?based control circuit for steel fiber sorting device
HUANG Jie
（Hunan Railway Professional Technology College， Zhuzhou 412005， China）
Abstract： A control circuit of steel fiber sorting device taking MCS?51 microcontroller as control core was designed. It generates a PWM control signal by microcontroller to control the size of the sort magnetic field according to the feed quantity. The problems of low efficiency and heating generation of the steel sorting circuit were solved effectively. The intelligent control of the magnetic field and feed speed， and high reliability of the system were realized. The control circuit designed in this paper improved the efficiency of steel fiber sorting packing.
Keywords： AT89C51； steel fiber； PWM control； steel sortingcircuit
0 引 言
鋼纖維是混凝土理想的增強材料，在混凝土中均勻地按比例摻入鋼纖維，可以使混凝土在抗拉、抗沖擊、抗裂、抗剪、抗耐磨、抗疲勞強度、抗凍融性能上比普通混凝土有很大提高。國外有研究表明，在混凝土中加入0.75%～1%的鋼纖維，可以大大提高高強度混凝土柱的彈性和延展性[1]。
國內外對鋼纖維在混凝土制作方面的應用研究較多[1?2]，但是在鋼纖維的包裝技術方面的研究基本還是空白。鋼纖維的有序包裝不只是影響到鋼纖維的運輸，還直接影響到鋼纖維的使用效果。采用人工排序的方式效率很低，自動化的鋼纖維排序設備研究具有重要的意義。本文設計的鋼纖維排序設備利用單片機進行智能控制，采用電磁排序法進行鋼纖維排序。
1 系統總體方案設計
電磁排序法的工作原理是在同一表面內設計有平行磁力線N、S極，同時設計有垂直N、S極磁力線。紙箱坐落在電磁鐵中心，通電后被磁力線包圍，采用圓筒振動篩均勻布料，鋼纖維在從振動篩落入包裝箱的過程中，受到磁力線的作用，從而依據磁力線方向，在箱內直接有序排列。系統控制電路結構如圖1所示。
圖1 鋼纖維排序設備控制電路結構圖
來料速度檢測模塊采用無接觸式速度傳感器檢測振動篩電機的轉速，從而得到振動篩的振動速度和振動篩的給料速度。
根據給料速度的大小，單片機控制排序勵磁電路勵磁電流的大小，從而控制排序磁場強度的大小，使得排序整齊而電流不過大，限制電路發熱量。料滿檢測模塊采用紅外傳感器，檢測包裝箱內裝料的量，當裝料快滿的時候，發出料滿信號，溢料保護模塊發出報警信號，如果包裝箱一直沒有更換，則當料滿以后，系統停止工作，防止溢料。系統啟動以后，散熱控制模塊啟動散熱裝置，當過熱保護模塊的溫度傳感器檢測溫度高于設定的安全溫度時，系統停機。
2 系統硬件設計
2.1 MSC?51單片機控制模塊設計
AT89C51是一種帶4 KB閃爍可編程可擦除只讀存儲器（Flash Programmable and Erasable Read Only Memory，FPEROM）的低電壓，8位高性能CMOS微處理器。該器件采用Atmel高密度非易失存儲器制造技術制造，與工業標準的MCS?51指令集和輸出管腳相兼容[3]。由于將多功能8位CPU和閃爍存儲器組合在單個芯片中，Atmel的AT89C51是一種高效微控制器。
單片機的P1.0～P1.4作為來料速度數據輸入口，過熱信號、料滿信號通過中斷0和中斷1，即P3.2，P3.3口輸入，P2.0～P2.4分別為排序勵磁PWM控制信號、退磁控制信號、過熱報警控制信號、料滿報警控制信號輸出口。
2.2 排序勵磁驅動與保護電路
排序勵磁開關管的驅動與保護電路如圖2所示，單片機輸出的PWM信號從P2.0引出后，經過74LS08整形，消除信號抖動造成的干擾。然后通過光耦TLP250進行隔離，將鋼釬排序設備的控制電路與主電路隔離，避免主電路對控制信號的干擾。
圖2 排序勵磁驅動與保護電路原理圖
勵磁電路開關管驅動選用專用驅動芯片IR2113進行驅動，IR2113是高可靠性、大電壓、高速、兩路觸發的大功率MOSFET或IGBT的驅動器[4?6]。
內部電路如圖3所示。其控制輸入信號使相應輸出端有觸發信號輸出。低壓側輸出（L0）取決于VCC，高壓側輸出（H0）取決于浮點值VBS。兩路輸出間的耐壓值為500 V。低壓側輸出和高壓側輸出與對應輸入信號同步，兩路輸出都受SD控制。高電平時無輸出，只有SD為低電平時，輸入信號的上升沿才能觸發輸出。圖3 IR2113內部結構圖
IR2113可以輸出兩路輸出，但是本設計主電路只有1個開關管，只用L0單獨輸出。從TLP250引入的PWM信號與IR2113D的LIN端子相連，LO與主電路開關管的控制極相連，COM端與開關管的陰極相連。
電路過熱信號與SD端子相連，當主電路過熱后，通過SD關閉開關管出發信號輸出，從而使主電路斷電起到保護的作用。VZ1為穩壓二極管，防止電壓過大損壞開關管。
3 系統軟件設計
主電路中采用直流斬波技術來調節勵磁電流的大小，利用單片機內部定時器功能產生PWM控制信號來控制斬波電路開關管，控制系統的控制流程圖如圖4所示。
圖4 控制系統工作流程圖
系統啟動后，首先開啟散熱風機，然后檢測包裝箱是否已經裝滿，裝滿的話開啟溢料保護，輸出溢料報警，等待更換包裝箱。沒裝滿的話則檢測系統是否過熱，過熱的話則啟動過熱保護，正常的話則讀取振動篩速度，根據振動篩速度，決定輸出勵磁PWM信號的占空比，從而控制主電路中直流斬波電路輸出電壓的大小，進而控制排序電磁力的大小。
當包裝箱即將裝滿時，輸出退磁信號，對箱內鋼纖維進行一次性整體退磁。包裝箱沒滿的話，繼續檢測振動篩速度，根據振動篩速度實時調整勵磁控制信號。實現排序電磁里的足夠大，同時避免磁場的過度飽和而嚴重發熱。
4 結 語
本文設計的鋼釬排序設備主電路采用直流斬波器調節排序勵磁的大小，控制線路以MCS?51單片機為控制核心進行設計，系統成本大大降低，降低成本的同時，實現了勵磁磁場與進料速度的智能控制，同時，提供了溢料保護，過熱保護，實現了系統的高可靠性。該系統成本低，智能化，大大的提高了鋼纖維的排序包裝效率。
參考文獻
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摘 要 步進電機控制系統的開發采用了軟硬件協同仿真的方法，可以有效地減少系統開發的周期和成本。本文在選擇了合理的電流波形的基礎上，提出了基于TSC87C51單片機控制的恒流細分驅動方案，其運行功耗小，可靠性高，通用性好，具有很強的實用性。
關鍵詞 步進電機控制系統 插補算法 變頻調速 軟硬件協同仿真
中圖分類號：TM383.6 文獻標識碼：A
1引言
步進電機是一種把電脈沖信號變成直線位移或角位移的控制電機，其位移速度與脈沖頻率成正比，位移量與脈沖數成正比。步進電機在結構上也是由定子和轉子組成，可以對旋轉角度和轉動速度進行高精度控制。當電流流過定子繞組時，定子繞組產生一矢量磁場，該矢量場會帶動轉子旋轉一角度，使得轉子的一對磁極磁場方向與定子的磁場方向一著該磁場旋轉一個角度。因此，控制電機轉子旋轉實際上就是以一定的規律控制定子繞組的電流來產生旋轉的磁場。每來一個脈沖電壓，轉子就旋轉一個步距角，稱為一步。根據電壓脈沖的分配方式，步進電機各相繞組的電流輪流切換，在供給連續脈沖時，就能一步一步地連續轉動，從而使電機旋轉。步進電機每轉一周的步數相同，在不丟步的情況下運行，其步距誤差不會長期積累。在非超載的情況下，電機的轉速、停止的位置只取決于脈沖信號的頻率和脈沖數，而不受負載變化的影響，同時步進電機只有周期性的誤差而無累積誤差，精度高，步進電動機可以在寬廣的頻率范圍內通過改變脈沖頻率來實現調速、快速起停、正反轉控制等，這是步進電動機最突出的優點。
2硬件設計要求及原理
2.1 設計要求
（1）供電電源：10V～40VDC容量0.03KVA。（2）輸出電流：共分0.9A、1.2A、1.5A、1.8A、2.1A、2.4A、2.7A、3.0A8檔可選，以配合不同電機使用。（3）驅動方式：恒相流PWM控制。（4）細分選擇：整步、半步、4細分、8細分、16細分、32細分、64細分的七種細分模式可選。（5）自動半電流：若上位機在半秒中內沒有發出步進脈沖，驅動器自動進入節電的半電流運行模式。
2.2 電氣接口要求
2.2.1 輸入信號
脈沖信號輸入：脈沖信號，5mA～12mA，高電平+5V電平，脈沖信號，最高頻率為70KHz。方向信號輸入：高、低電平，5mA～12mA，高電平+5V。脫機信號輸入：高、低電平，5mA～12mA，高電平+5V。公共端輸入：+5V電源。
2.2.2 輸出信號
兩相步進電機繞組接口：繞組A接：A+，A-;繞組B接：B+，B-。
2.3 硬件設計原理
系統采用TSC87C51單片機接收命令，并將輸入命令進行綜合處理，控制二相步進電機正反轉、運行速度、單次運行線位移、以及啟停等的控制;既可由鍵盤輸入，也可通過與上位機的串行通信口由上位機設置。單片機主要功能是輸出EEPROM中存儲的細分電流控制信號進行D/A轉換。根據轉換精度的要求，本控制系統選用的是8位雙通道的TCL7528轉換器。
單片機接收的信號有上位機的命令信號、手動輸入細分模式編碼信號。輸出信號有電流細分控制信號，步進電機運行控制信號。細分模式編碼由撥碼開關S1的1，2，3開關人工設定，共有8種細分模式可選，單片機P1口為細分模式編碼輸入I/O口。上位機的命令信號由單片機的中斷INT0、INT1和P3.4接收。其中INT0與脈沖信號對應，INT1與方向信號對應，P3.4與脫機信號對應。單片機P0口輸出8位數據是與細分電流相對應的。P0口8位數據輸出給D/A轉換器TLC7528數據輸入端，對工作電流進行分割，以控制每級細分電流大小。
3軟件設計
3.1 控制脈沖的設計
根據PX243四拍驅動時序圖，得P0.0～P0.3引腳輸出控制脈沖時序圖。任一連續四個脈沖組成一個周期時間為T，其中一個脈沖的時間為ts，步進電機轉過1.8度。改變脈沖輸出順序即可改變電機的轉向，改變ts即可改變其轉速。
本次設計是利用AT89C51內部的定時器0來對ts實現精確控制，并且采用中斷方式提高了單片機的工作效率。該設計為循環中斷過程，每進入一次中斷：
P0賦值一次，即可改變脈沖一次;TH0，TL0賦值，即可改變ts值，從而精確控制電機轉速;這邊引入變量i，可看成是脈沖數。200個脈沖為一圈，給i賦值即可控制電機轉的圈數;判斷dir的值，給P0賦不同的值，可控制電機轉向。
3.2 定時中斷子程序編寫
單片機開發中除必要的硬件外，同樣離不開軟件，我們寫的匯編語言源程序要變為CPU可以執行的機器碼有兩種方法，一種是手工匯編，另一種是機器匯編，目前已極少使用手工匯編的方法了。機器匯編是通過匯編軟件將源程序變為機器碼，用于MCS-51單片機的匯編軟件有早期的A51，隨著單片機開發技術的不斷發展，從普遍使用匯編語言到逐漸使用高級語言開發，單片機的開發軟件也在不斷發展，Keil軟件是目前最流行開發MCS-51系列單片機的軟件。Keil C51是美國Keil Software公司出品的51系列兼容單片機C語言軟件開發系統，與匯編相比，C語言在功能上、結構性、可讀性、可維護性上有明顯的優勢，因而易學易用。
4結語
本文提出并實現的步進電機均勻細分驅動器，最高細分達到64，能適應大多數中小微型步進電機的可變細分控制、較高細分步距角精度、及平滑運行等要求。細分驅動器的系統功能完善，大量新型元器件的采用，使所設計的驅動器具有體積小、細分精度高、運行功耗低、可靠性高、可維護性強等特點。系統軟件功能豐富，通用性強，從而使控制系統更加靈活，具有很高的推廣價值和廣闊的應用前景。
參考文獻
關鍵詞：數控直流電源；穩壓電源；電壓源；電流源
中圖分類號：TM461文獻標識碼：A文章編號：10053824（2013）04006707
0引言
數控直流穩壓電源應用非常廣泛，是學習電子信息工程、通信工程、機電一體化、電氣自動化等電類專業學生必然涉及到的一個電工電子課程設計項目。全國大學生電子設計競賽曾于第一屆A題、第二屆A題和第七屆F題（電流源），全國首屆高職院校技能競賽樣題以及省級院校競賽都有涉及，用來檢驗學生的電子設計能力，可見其普遍性。
雖然較多論文都涉及，但電路設計的多樣性以及制作經驗篇幅鮮少，不足以使讀者完成作品并舉一反三。筆者參閱數十篇關于數控直流電源系統的設計，發現許多很難讀懂的問題。例如，給出參數設計輸出達20 V電壓，但運放直接驅動達林頓管明顯無法輸出達22 V以上。又如，通篇無關緊要的內容，唯獨缺少比較放大環節設計及關鍵電路的完整連接，也就是說DAC輸出到調整管之間內容匱乏，這也是本文解決問題的初衷。
直流穩壓電源按照功率管工作狀態，分為線性穩壓電源、開關穩壓電源2種。鑒于電類專業課程設計的需要，本文重點解析線性穩壓電源之關鍵設計，如與OP放大器設計聯系密切的部分，希望對讀者制作該項目或寫論文有所幫助。
1設計要求的性能指標與測試方法
1）輸出電流IL（即額定負載電流），它的最大值決定調整管（三端穩壓器）的最大允許功耗PCM和最大允許電流ICM，要求：IL （Vimax-Vomin）
2）根據輸出電壓范圍和最大輸出電流的指標，U/I可計算出等效負載阻值。例如，輸出電壓要求達30 V，最大輸出電流1 A，因此模擬負載應滿足從幾Ω到30 Ω之間，調整管耗散功率應滿足30 W以上，考慮加散熱片。
1.2質量指標
紋波電壓：是指疊加在輸出電壓Uo上的交流分量。在額定輸出電壓和負載電流下，用示波器觀測其峰一峰值，Uo（p-p）一般為毫伏量級，也可以用交流電壓表測量其有效值。紋波系數是紋波電壓與輸出電壓的百分比。設計中主要涉及濾波電路RLC充放電時間常數的計算。一般在全波式橋式整流情況下，根據下式選擇濾波電容C的容量：RL?C=（3-5）T/2，式中T為輸入交流信號周期，因而T=1/f=1/50=20 ms；RL為整流濾波電路的等效負載電阻。
穩壓系數Su和電壓調整率Ku均說明輸入電壓變化對輸出電壓的影響[2]，因此只需測試其中之一即可。電源輸出電阻ro和電流調整率Ki均說明負載電流變化對輸出電壓的影響[2]，因此也只需測試其中之一即可，具體操作參照指標的定義來實施。
2.2DAC接口電路的設計
2.3調整管控制電路、電壓采樣與電流采樣電路的
2.4ADC接口電路的設計、同時具備電壓源與電流源功能的設計
2.6具備電壓預置記憶存儲部分的設計
2.7保護電路的設計
2.8.2濾波電路的設計
3結語
曾經查閱數十篇類似穩壓電源電路圖，深感模擬電路設計的重要性。本文將電壓源與電流源的設計方案同時羅列，便于讀者理解設計要領。重點解析DAC輸出后的電路設計，圖中電壓、電流數據全部基于proteus交互式仿真完成。電路設計的連貫性、采樣電路取值、運放電路與驅動電路設計等，是同類論文較少論述的環節，可以有效解決目前存在的諸多問題，有助于讀者提高電路解析能力。僅此拋磚引玉，希望本文的設計能對讀者在實際工作中有所幫助，不當之處請多指教。
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關鍵詞：單片機；可編程；82C55A；液晶顯示器
中圖分類號：TP271文獻標識碼：A文章編號：1009-3044(2008)25-1563-03
Design of LCD/Voice Control Circuits Based on 51 Single-Chip Microcomputer
YU Xiao-long1,ZHANG Zhen1,2
(1. Information Engineering Institue, Information Engineering University, Zhengzhou 450002, China;2. Zhengzhou University, Zhengzhou 450001, China)
Abstract: This paper introduces a control circuits's design of LCD/Voice based on 51-SCM and programmable peripheral interface 82C55A. It detailed analyse the design of hardware and software. Throughing the programme of SCM, it control the working of 82C55A ,accordingly arrive at the use ofLCD/Voice circuits.
Key words: SCM; Programmable; 82C55A; LCD
當前，有很多商業場所及嵌入式產品中都用到了顯示輸出模塊，在這些電路中，有很大一部分是通過單片機進行控制的。本文提出了一種典型控制液晶顯示及語音的電路，通過51單片機AT89C55和并行接口芯片82C55A實現了對圖形液晶顯示模塊NYG12864及語音的控制。
1 硬件電路設計
1.1 主控制電路設計
在主控制電路中，選用Atmel公司的AT89C55芯片。AT89C55是一款低功耗、高性能8位CMOS微控制器，內含20KB可循環1000次寫入/擦除的閃速存儲器(Flash)，具有256*8位內部隨機數據存儲器(RAM)，32條可編程I/O口線，8個中斷源和2個優先級的中斷結構，器件兼容標準MCS-51指令系統，引腳兼容工業標準89C51和89C52芯片，采用全雙工串行通道及通用編程方式，適用于程序容量大、控制較為復雜的嵌入式應用系統中。電路工作方式控制芯片選用82C55A，它是一款可編程并行接口芯片，其工作方式有三種，三種工作方式是由其控制命令字來設定的。控制命令字有兩種，一種是方式選擇控制字，另一種是C口按位置位/復位控制字，通過寫入不同命令控制字可分別實現對其內部A口、B口和C口的單獨控制操作。
在電路設計上，考慮到所編寫程序的容量，增加了一片AT28C64，它是一款低功耗，最快讀訪問時間可達120ns的64K CMOS型的 E2PROM，這樣整個電路足以滿足通常編程時對程序空間的要求。完整的電路圖如圖1所示。其中，AT89C55選用12M的晶振，其引腳P27直接控制LCD的使能信號E，P25、P26分別連接AT28C64及82C55A的片選引腳。引腳PSEN和RD相與后連接到AT28C64的OE端，這樣AT28C64既可以作為程序存儲器也可作為數據存儲器使用了。
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圖1 主控制電路
1.2 液晶顯示及語音控制電路的設計
本設計中液晶顯示模塊選用圖形液晶顯示模塊NYG12864，它的所有控制器、掃描電路和顯示RAM集成于液晶屏背面，并可選用LED背光，采用單電源供電。該模塊由大規模點陣式顯示控制器KS0107、液晶屏陣列驅動電路KS0108B、顯示存儲器和液晶屏等4部分組成。其中控制器是整個顯示系統核心，它提供了一套完整的指令系統，與單片機連接后，能較方便的實現對數據的讀寫等控制作用。NYG12864引腳定義如表1所示。
表1 液晶模塊NYG12864引腳定義
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在控制液晶電路中，將82C55A的PC3、PC2、PC1和PC0分別和液晶的D/I、R/W、CS2和CS1相連，以達到通過82C55A對液晶的控制。單片機的8位端口P0和液晶的8位數據線DB0~DB7相連，用于讀寫時傳送的數據。電路中還有諸如電位器R2其作用是調節液晶顯示的對比度，完整的電路圖如圖2所示。
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圖2 液晶顯示電路
對于語音電路，選用API8108芯片，它能夠存儲10秒的語音信息，當然根據實際需要，可以選用其他的芯片以滿足要求。因受輸出功率影響，在API8108的輸出端接有為低電壓應用設計的音頻功率放大器LM386，其輸入帶寬可達300KHz，通過合理連接，能得到的電壓增益最大可達200dB，輸出音頻功率0.5W。它們和82C55A之間具體連接圖如圖3所示。
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圖3 語音控制電路
2 軟件設計
軟件設計中難點在于如何控制液晶顯示器的顯示，對于語音芯片的控制可通過單片機中斷方式進行判斷調用。在液晶顯示模塊NYG12864中，只有驅動電路KS0108B和單片機打交道。它有7種指令：顯示開/關指令、顯示起始行設置命令、頁設置指令、列地址設置指令、讀狀態指令、寫數據指令以及讀數據指令。其中，CS1、CS2決定進行左右顯示區的選擇，R/W、D/I及數據內容決定指令的類型。首先要對液晶清屏和初始化操作，設置起始行及為顯示狀態；其次讀取液晶狀態，此時R/W=1，D/I=0，若液晶準備好接收數據則使R/W=0，讀取液晶頁號（0~7），列顯示地址（0~63）值，這樣就唯一確定了顯示RAM中的一個單元，接下來就可以用讀、寫指令向該單元寫進一個字節數據或者讀出該單元中的內容。在主程序中可以調用液晶的初始化、讀/寫子函數，主程序流程圖如圖4所示。
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圖4 主程序流程
3 結束語
本文介紹了一種基于51單片機控制液晶顯示及語音的電路，設計思想和方法具有一定的典型性和代表性，對電路稍加修改就能應用于其他場合，如在主控電路中再加入幾片82C55A就能實現更加復雜的電路控制，這些都是筆者在實踐過程中得來的，相信能對單片機系統的開發人員有一定的啟發。
參考文獻：
[1] 戴佳，戴衛恒. 51單片機C語言應用程序設計[M]. 北京：電子工業出版社，2006.
關鍵詞：AM-OLED：驅動芯片：FPGA
1概述
AM-OLED顯示驅動芯片是AM-OLED平板顯示屏的關重件，具有重要經濟價值。顯示驅動芯片內部集成了行列驅動電路、圖像SRAM、電荷泵、LDO、伽馬校正和多種輸入輸出接口。內置圖像SRAM最高可支持到WVGA分辨率，可顯示16.77兆色的顯示屏；片內的低功耗電源管理技術增強了手持設備的電池續航能力。該芯片具有高集成度、低成本、低功耗的特點，可運用于中小尺寸AM-OLED顯示屏模塊，包括智能手機、數碼相機等電子產品。
本文通過分析AM-OLED驅動控制芯片的測試需求，并結合該芯片的多功能模塊結構特點，提出了一種AM-OLED驅動芯片的測試電路設計方案。該方案對AM-OLED驅動控制芯片的各項指標測試非常有效。該文的研究成果已經應用于我們研發的AM-OLED驅動控制芯片彩屏手機中。
2需求分析
圖1所示為AM-OLED驅動控制芯片的組成框圖。GateDriver行驅動、Source Driver列驅動分別用來驅動AM-OLED的行和列。電源模塊由三個電荷泵、兩個LDO以及一個上電檢測電源組成，用來向伽馬校正、行驅動、列驅動以及SRAM模塊提供所需要的驅動電壓。內置SRAM用來存儲需要顯示的圖像數據。OSC振蕩器主要是作為片內時鐘源，可以通過倍頻、分頻、調整占空比等方式，結合各需求模塊的具體需求，產生高精度的時鐘頻率。數字控制模塊由Command decoder和TCON模塊組成，主要實現1）不同分辨率顯示，2）不同顯示模式顯示，3）低功耗模式控制，4）不同控制和數據接口兼容5）行列驅動電路控制以及伽馬校正，6）接口譯碼功能。使各模塊能協調按序工作。
針對以上驅動芯片，需要對他的各項功能模塊和整體性能進行有指標的測試，常用測試項目如下：
1）電源模塊測試，測定芯片內基準、電荷泵、LDO等電源的電壓、電流指標要求。
2）聯動測試，包括上電，啟動復位、省電、睡眠等各模式之間的切換。
3）動態電流和平均電流測試，用于統計芯片的平均功耗和瞬時功耗。
4）列驅動Source Driver輸出固定電平測試、建立時間、DNL、INL、DVO測試。
5）通過SPI口對集成在芯片內的SRAM進行測試，測試基本的存儲功能是否正確。
6）伽馬電路測試，需要分步進行，先對其內部各個模擬電路進行測試，確定參考電壓產生是否正確，然后再和列驅動連接進行聯合測試。比對顯示效果，可調整電壓誤差范圍。
7）
數字控制模塊的測試，主要在接口之間的兼容，可在線調試，寄存器可配等特點來提高芯片的可測試性。
3測試方案
針對以32AM-OLED驅動控制芯片的結構特點，下面給出了一種測試電路的設計方案。為了提高各個功能模塊的可觀測性和可控制性，以便全方位驗證芯片的總體性能指標提供電路結構支持。圖2是AM-OLED驅動控制芯片測試系統框圖。主要有屏、驅動芯片、FPC軟板、電源板、FPGA板組成。其中屏和驅動芯片以實際應用為出發點，在測試階段已經焊接在一起，有了屏就可以直觀顯示有關行列的驅動和使能（排除屏上壞點），同時對于芯片的Gamma校正，色階等可以直觀顯示，并且可以在線調試變化過程；然后屏和顯示控制系統通過FPC軟板連接，在軟板上預留屏電壓和控制信號測試點；電源模塊實現屏上的行和列提供顯示驅動電壓，以及驅動芯片電源總輸入；FPGA板是整個測試電路的控制核心，設計和存儲一些特定的顯示效果圖像。
4具體電路
測試的電路結構是在上面所介紹的芯片結構的基礎上，參考其測試需求而設計的，其重點是電源板和FPGA板，一個提供整個測試系統的電源流，為各功能模塊提供充足的各種閾值的需求，同時預留測試點以監測驅動芯片的各項交直流參數指標。另一個是提供測試系統的控制和數據流，控制各個功能模塊的動作，并且可以獨立制作特定的顯示數據，以驗證驅動芯片的顯示效果。
首先是電源板，如圖3所示，系統的電源分四部分：第一部分是FPGA系統所需的多路電源管理VIN+5V，由TPS5450產生，第二部分，驅動芯片輸入電壓，由LDO降壓后產生核電壓和10電壓VDDAB、VDDI；第三部分是AM-OLED需要的正負的高電壓，ELVDD、ELVSS，都由TPS5450產生，TPS5450的特點是根據電感的接法不同，既可以產生正電壓，也可以產生負電壓，第四部分，電平轉換電源所需電壓通過TPS65131實現，其中AM-OLED的RGB行列供電的電源要在4.6V到6.5V之間可調，使用寬范圍的電位器來靈活調節。
然后是FPGA控制板如圖4所示，驗證過程中使用的FPGA驗證平臺的核心控制器FPGA采用xinlinc公司spartan6系列的TQG144芯片，SPI FLASH選用W25Q32V，預留視頻源擴展口，兼容sD卡視頻播放模式，FPGA的調試接口和擴展接口使用40芯的柔性線路板實現，FPGA和AM-OLED屏之間通過60芯的FHl6系列連接器實現時序控制。在本設計中，使用Spartan6系列的TQG144芯片主要原因是它擁有邏輯單元多、片內存儲容量大、低功耗、低價位等特點。接口種類齊全，便于實現多種視頻數據格式間的轉換。數字鎖相環動態可配置，可以實現時鐘的倍頻、分頻及相位鎖定，為整個測試系統提供充足的時鐘資源。另外FPGA得JTAG在線調試接口，為AM-OLED驅動控制芯片寄存器得配置提供了方便，并且支持多種顯示格式和轉換功能，為AM-OLED驅動控制芯片的各項功能驗證提供了足夠的資源。
【關鍵詞】嵌入式CortexTM-M3 LM3S811 溫度檢測
豆漿是現代科學公認的營養品，隨著家庭生活條件的改善、生活水平的提高以及出于對食品安全的考慮，富含植物性蛋白的豆漿正以無可阻擋的魅力走進千家萬戶，本論文即采用 嵌入式單片機設計的一款豆漿機。
1 LM3S811單片機介紹
TI公司的Stellaris系列的單片機，能夠使用戶以傳統的8位和16位器件的價位來享受32位的性能。該系列單片機是針對工業應用方案而設計的，包括遠程監控、電子售貨機、測試和測量設備、網絡設備和交換機、工廠自動化、建筑控制、運動控制、醫療器械、以及火警安防等。
LM3S811單片機的優勢還在于能夠方便的運用多種ARM的開發工具和片上系統（SoC）的底層IP應用方案，能夠滿足各種需求。另外，該單片機使用了兼容ARM的Thumb?指令集的Thumb2指令集來減少存儲容量的需求，并以此達到降低成本的目的。因此，本設計采用LM3S811單片機作為控制芯片。
2 豆漿機工作流程與硬件設計
2.1 豆漿機工作流程
正常上電后按豆漿按鈕，蜂鳴器“嘀”一聲，指示燈亮。
（1）延時2秒、隨后加熱到80℃，打豆10秒后停5秒。
（2）自動加熱掛泡，停止加熱10秒。
（2）打豆10秒，停10秒如此循環6次。
（3）加熱到掛泡，如此循環3次。
（4）打豆10秒，停6秒如此循環6次。
（5）加熱到掛泡，如此循環6次。
完成后蜂鳴器提示音1秒一聲，一分鐘后轉至每間隔10秒蜂鳴器“嘀”一聲提示音，表示工作進程結束。
2.2 豆漿機硬件電路設計
全自動豆漿機硬件電路包括溫度傳感器電路、單片機最小系統以及輸出控制電路。
由于單片機內部有上拉電阻，所以按鈕電路沒有連接上拉電阻；用單片機引腳直接控制繼電器的方式驅動電加熱器與電機；溫度傳感器采用熱敏電阻KTY81-110，采用電阻串聯分壓法直接將熱敏電阻兩端的電壓輸入到單片機LM3S811的ADC中；采用變壓器降壓、整流、濾波后，經過3.3V穩壓器1117（3.3V）輸出，為豆漿機提供電源。通過這些電路設計，能夠實現全自動豆漿機系統。
3 基于LM3S811單片機的豆漿控制電路機程序框架
本設計為全自動豆漿機，采用狀態機描述進行編程。按照狀態機描述豆漿機不同得工作狀態，程序由C語言寫出，主程序由單片機初始化、溫度傳感器初始化、鍵盤初始化等等，程序框架如下：
include " LM3S811.h"
定義數碼管譯碼數組；
定義數碼管位選數組；
定義LED燈數組；
定義保存在FLASH中數據的數組；
定義定時標記變量；
定義其他全局數組與變量； //例如定時變量dsbl等
函數原型聲明；
void main（void）
{
定時器0初始化； //實現時間標記
定時器1初始化； //對定時變量定時
引腳初始化； //按鈕、水位電極、ADC、繼電器等引腳初始化
ADC初始化；
其他初始化語句；
while（1）
{
//按鍵處理語句；
{
功能選擇等按鈕語句； //按鈕變量anbl隨按下按鈕不同而不同
豆漿按鈕按下時，anbl=1； //對應指示燈亮，表示工作狀態
燒水按鈕按下時，anbl=2；
攪拌按鈕按下時，anbl=3；
若沒有按鈕按下，anbl=4；
需要按鈕抬起判斷語句；
}
//低水位電極、防溢出電極、溫度檢測
if（sample_time= =1）
{
檢測水位電極； //設置低水位標志，若是低水位，低水位標志為1
檢測防溢出電極； //設置防溢出標志，若是溢出，防溢出標志為1
ADC轉換溫度值、數字濾波語句，轉換成溫度值。
sample_time= =0；
}
//狀態機
if （state_time= =1）
{
狀態機語句；
state_time=0；
按鈕變量=0
}
//輸出語句：
4 結論
TI公司的Stellaris系列的單片機，LM3S811單片機與Stellaris系列的所有成員是代碼兼容的，這為用戶提供了靈活性，能夠適應各種精確的需求，必將得到越來越廣泛的應用。
參考文獻
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通訊作者簡介
周立平（1979-），男，現為中國電子科技集團第二研究所工程師。研究方向為自動控制。
直接數字頻率合成器（DDS）因具有頻率轉換時間短、頻率分辨率高、輸出相位連續、可編程控制和全數字化結構、便于集成等優越性能，在雷達、通信、電子對抗等電子系統中應用越來越廣泛。目前，在相控陣雷達和多路信號波形發生器等一些應用場合，開始出現同時使用多片DDS芯片輸出多路同步信號波形的趨勢。筆者在三通道雷達中頻信號模擬器的設計中，使用數字信號處理芯片TMS320C6701對三片直接數字頻率合成器芯片AD9852同時進行控制的接口電路，研究了對多片AD9852芯片輸出模擬信號實現相位同步的幾項關鍵技術。本文就這一接口電路作介紹。
1 AD9852和TMS320C6701簡介
該系統選用的直接頻率合成器是AD公司生產的AD9852，它能產生頻率、相位、幅度可編程控制的高穩定的模擬信號。在最高系統時鐘300MHz時，輸出頻率的范圍可達DC-120MHz，精度可達1.066μHz，頻率轉換速度可達每秒1×10 8個頻率點；具有14位數控調相和12位數控調幅功能；具有相移鍵控（PSK）、掃頻功能（CHIRP）和頻移鍵控（FSK）功能。
該系統選用的數字信號處理芯片（DSP）是TI公司生產的高速浮點TMS320C6701，其內部CPU集成了8個并行功能單元，配有32個32位通用寄存器，它在6ns周期時間里最多可同時執行8條32位指令，其運算能力可達1G FLOPS；存儲器尋址空間為32位，可尋址8/16/32位數據；有4個自加載的DMA傳輸通道。
2 TMS320C6701與AD9852接口電路
TMS320C6701是本系統的控制中心，其主要功能是將控制信號和信號波形參數發送到AD9852內部相應的控制寄存器，二者的接口電路原理框圖如圖1所示。
對AD9852內部控制寄存器可以進行并口或串口的讀寫操作。因為AD9852的串口傳輸速率最大僅為10MHz，而并口傳輸速率可達高達100MHz，為了提高DSP對AD9852的控制速度，本系統采用了并行接口方式，三片AD9852的8位數據總線同時占用DSP數據總線的D0～D7位，它們的6位地址總線同時點用DSP地址總線的A2～A7位。由于AD9852器件沒有片選輸入信號。需要利用DSP的寫信號/AWR、片選信號/CE0和高位地址數據線的第A21～A20位，并由EPLD對其進行譯碼要成WRB NO.1、WRB NO.2和WRB NO.3寫信號，分別控制三片AD9852器件的寫信號WRB，該寫信號負責把數據總線上的數據寫入到AD9852的I/O緩沖寄存器中數據總線上數據寫入到AD9852的I/O緩沖寄存器中進行緩存，這樣就實現了片選不同AD9852芯片目的。
TMS320C6701還控制EPLD產生三片AD9852需要的復位信號RESET和外部更新時鐘EXT I/O UPDATECLK。為了使三片AD9852和EPLD之間系統時鐘同步，它們的外部參考時鐘REFCLK由同一個50MHz的溫補晶振提供。
3 三片AD9852同步工作的關鍵技術
為了實現三片AD9852輸出信號波形相位同步，必須保證所有的AD9852芯片在同一個系統時鐘節拍下工作，每個AD9852的系統時鐘之間的相位誤差應該最大不超過一個周期。AD9852內部系統時鐘形成原理圖如圖2所示。AD9852有關分或單端兩種參考時鐘形式，它們既可以直接形成系統時鐘，又可以通過參考時鐘倍頻器倍頻后形成系統時鐘，選擇哪種參考時鐘和是否通過參考時鐘倍頻器倍頻可由用戶根據需要自行設置；異步的外部更新時鐘經過邊沿檢測電路后與系統時鐘同步，形成上升沿，觸內部控制寄存器更新內容。從上述分析中可以看出，只有三處AD9852芯片參考時鐘同步，才能避免它們系統時鐘彼此之間不同步。下面介紹影響三片AD9852芯片同步工作的幾個關鍵信號。
3.1 參考時鐘信號
實現多片AD9852芯片同步的首要要求是每個AD9852的輸入參考時鐘之間必須有最小的相位差。本系統要求用一個時鐘信號源產生四路相干時鐘分別分配給EPLD和三片AD9852，這給保證時鐘信號的驅動能力和信號完整性帶來了難度。本系統的解決辦法是將溫補晶振產生的信號首先傳送到一個零延遲時鐘驅動芯片CY2305的輸入端，再由該芯片輸出四路同步時鐘信號，其中一路時鐘直接供給EPLD，其它三路時鐘分別輸入給三個MAX9371芯片，此芯片把輸入的單端LVTTL電平時鐘轉化成差分LVPECL電平時鐘后，再分別輸入給三片AD9852芯片。為了使輸入到每個AD9852的參考時鐘信號的延遲時間保持一致，需要采用蛇形差分對的走線方法精心布線，使參考時鐘PCB走線距離相同。本系統AD9852的參考時鐘之所以采用差分輸入模式，是因為它不僅可以抑制時鐘信號上的共模噪聲，而且它還具有最小的率和更短的上升和下降時間（小于1ns）。
3.2 更新時鐘信號
在對AD9852進行控制編程時，寫入AD9852的數據首先被緩存在內部的I/O緩沖寄存器中，不會影響到AD9852的工作狀態；只有當AD9852的更新時鐘信號的上升沿到來時，觸發I/O緩沖寄存器把數據傳送給內部控制寄存器以后才改變AD9852的工作狀態。更新時鐘信號的產生有兩種方式，一種是由AD9852芯片內部自動地產生，用戶可以對更新時鐘的頻率進行編程來產生固定周期的內部更新時鐘；另一種是由用戶提供外部更新時鐘，此時AD9852 I/O UD引腳為輸入引腳，由外部控制器提供信號。
在同時定改三片AD9852內部的頻率和相痊控制寄存器的過程中，為了防止因數據建立和保持時間的原因而出現編程信息傳輸錯亂，使AD9852的輸出信號失去同步，本系統使用由EPLD提供的同一個外部更新時鐘信號。若使用AD9852內部更新模式，盡管可以簡化系統設計，但因為AD9852內部時鐘頻率較高，會受到AD8952接口速率的限制，使AD9852的控制時序不易控制。對外部更新時鐘信號的PCB布線同參考時鐘的要求一樣，必須使它的上升沿同時到達每片AD9852.
3.3 復位信號
該系統三片AD9852使用同一個復位信號，它在系統上電后和發送控制數據之間由EPLD產生，對AD9852的所有寄存器進行初始化，使相位累加器的狀態被設置為初始零 相位，使三片AD9852輸出信號相位同步有個參考起始點；它也可以控制AD9852內部的14位相位調整控制寄存器，根據實際需要使它們輸出的模擬信號之間保持一定相位差，它調整相位的精度可達到0.022°。
3.4 參考時鐘信號倍頻
輸出頻率較低的溫補晶振性價比較高，當使用它產生參考時鐘信號時，需要使用AD9852片內參考時鐘倍頻器的鎖相環電路，實現4～20倍頻后才成為系統時鐘信號，這使多片AD9852芯片同步工作的問題變得復雜了，這是因為AD9852內部的鎖相環工作有兩個狀態；鎖定狀態和獲得鎖定狀態。在鎖定狀態，系統時鐘信號和輸入的參考時鐘信號可以保持同步。但當給AD9852發送控制指令時，其參考時鐘倍頻器工作后的一小段時間內，鎖相環不能立刻鎖定，它工作在獲得鎖定狀態，此時傳送到AD9852的相位累加器的系統時鐘周期個數是不可控的，直接導致三片AD9852輸出的信號之間相位不能同步，因此一定要等待鎖相環工作在鎖定狀態以后，再更新AD9852內部頻率或相位等控制字。AD9852片內鎖相環鎖定典型時間約為400μs，由于每個AD9852的鎖定時間不盡相同，建議至少留出1ms時間給鎖相環鎖定。
3.5 數據總線和地址總線信號
TMS320C6701的數據總線和地址總線需要同時與EPLD和三片AD9852相連接，為了提高總線的驅動能力，DSP輸出的總線需要通過TI公司的SN74LVTH162245芯片進行驅動后才能與這些異步接口的器件相連接。但是，這樣直接加上驅動的數字總線和地址部被三片AD9852分時復位會帶來另一個潛在的問題，即復用的總線給多片AD9852之間提供了一個互相耦合電氣通道，使它們的模擬輸出信號之間的隔離度可能達不到60dB的系統指標要求，故需要進一步改進。本系統采用的方法是使被復用的TMS320C6701總線上的每一路信號首先驅動SN74LVTH162245上的四個輸入端，這樣就可以從它的輸出端得到四個被相互隔離的四路相同信號，然后再各自加端接匹配電阻，對每路信號進行匹配后再接到各自的終端。這樣不僅解決了信號隔離問題，還很好地解決了一路信號線因驅動多路終端所引起的傳輸阻抗不匹配的問題。
4 AD9852的操作控制時序
（1）給系統上電，DSP控制EPLD產生復位信號RESET，此信號需要至少保持10個參考時鐘周期的高電平；
（2）依次給每個AD9852發送控制字，使每個AD9852工作狀態由缺省的內部更新時鐘模式改變成外部時鐘更新模式；
（3）將AD9852時鐘倍頻器工作的控制字依次寫入每個AD9852的I/O緩沖寄存器中，EPLD產生外部更新時鐘的同時更新每個AD9852內部控制寄存器；
關鍵詞：電壓比較器；運算放大器；閾值比較
1 前言
比較器是一種帶有反相和同相兩個輸入端以及一個輸出端的器件，該輸出端的輸出電壓范圍一般在供電的軌到軌之間，運算放大器亦是如此。
比較器具有低偏置電壓、高增益和高共模抑制的特點。運算放大器亦是如此。
運算放大器有如此多相似之處，但我們卻不能忽略他們的細微差別。
比較器擁有邏輯輸出端，可顯示兩個輸入端中哪個電位更高。如果其輸出端可兼容TTL或CMOS，則比較器的輸出始終為正負電源的軌之一，或者在兩軌間進行快速變遷。比較器設計用于開環系統，用于驅動邏輯電路，用于高速工作，即使過載亦是如此。
運算放大器有一個模擬輸出端，但輸出電壓不靠近兩個供電軌，而是位于兩者之間。這種器件設計用于各種閉環應用，來自輸出端的反饋進入輸入端。其偏置電流通常低于比較器，而且成本更低。運算放大器設計用于閉環系統，用于驅動簡單的電阻性或電抗性負載，而且不能過載至飽和狀態。
正是這些細微差別，比較器和運算放大器大多數時候會被區別對待，分別實現不同的功能。但若稍作改變，利用他們的相似之處，又可以解決一些實際問題。文章就運放OPA699同時作為運算放大器和電壓比較器進行接收電路設計，討論，并通過試驗結果進行現象分析。
2 光電探測電路原理
如圖1所示為光電探測電路原理圖，光電探測器通過偏置電路將接收到的光脈沖信號轉換為電壓脈沖信號，輸入到放大電路，經過一級放大和整形等操作，輸入到信號處理單元。
圖1 光電探測電路原理框圖
3 電路各部分設計及功能實現
3.1 光電探測器及偏置電路設計
光電探測器將光信號轉換為電信號，一般在設計中主要考慮響應度，響應時間，光譜響應范圍等參數。此設計中采用普通的硅PIN光電二極管，反向偏置電壓為5v，其在反偏電壓下工作電路如圖2：
圖2 光電探測器及偏置電路
3.2 放大電路設計及功能實現
3.2.1 放大電路設計
經光電二極管接收、轉換的信號，其幅度和信號比不足以滿足信號處理的要求，為了得到足夠的放大倍數和更高的信噪比，還需要進行信號的再放大。放大電路如圖3所示：
放大電路放大經光電二極管光電轉換之后的電信號，考慮到運算放大器的放大倍數基本由電阻決定，受溫度影響較小，在放大電路中選取TI生產的電壓反饋限幅運算放大器OPA699的組成所需的放大電路。OPA699的-3dB帶寬為1000MHz，壓擺率為1400v/？滋S，噪聲為4.1nV/，是一款高速低噪聲運算放大器，滿足基本的脈沖信號的放大需求。
運算放大器是一種雙電源器件，因而必須通過采用外部元件的某種偏置將運算放大器的輸出電壓偏置到供電電壓的位置，對于給定電源電壓，這種方法可實現最大輸入和輸出電壓擺幅。也就是說，為了避免削波現象，需使輸出電壓偏置到電源電壓的一半附近。但是若通過簡單的分壓器將同相引腳偏置到電源電壓的一半，極易引入低頻寄生振蕩或其他形式的不穩定現象。
該放大電路采用同相比例運算電路，進行單電源固定增益的放大，增益系數由R30/R29決定，本設計中設定放大倍數為5。
本設計中通過電容C34在分壓器的抽頭點設置旁路，用以處理交流信號。電阻R26為基準電壓提供直流回路，同時設定電路（交流）輸入阻抗。在本電路中，采用R27和R28組成的分壓器，該網絡的-3dB帶寬由R27、R28和C34構成，如設定R27/R28為2.4kHz/2.4kHz，C34電容值為0.1uF，則：
此設計對于1.33kHz以下的電源上存在的噪聲信號可以抑制掉。對于電容C34，若取值足夠大，能夠對分壓器電路通帶帶寬內所有頻率起到旁路的功能。該網絡設置有效法則是將極點設為-3dB輸入帶寬的十分之一。
3.2.2 放大電路功能實現情況
輸入脈寬為10ns的激光脈沖信號后，放大電路輸入信號和輸出信號情況如圖4所示。
由圖4可以看到，此電路能正常實現信號放大的，完全起到了放大高速微弱信號的作用。
3.3 閾值比較電路及電路實現情況
3.3.1 閾值比較電路
本設計中，閾值比較電路通過電壓反饋運算放大器OPA699作為電壓比較器實現，具體電路設計如圖5所示：
高輸入阻抗運算放大器OPA699作為比較器亦通過單電源實現，R33和R35實現將運算放大器的輸出電壓偏置到供電電壓的位置，R34則提供閾值電壓參考值，根據實際需要，此處設置閾值為200mV。電阻R32為基準電壓提供直流回路，同時設定電路（交流）輸入阻抗。
3.3.2 閾值比較電路工作情況
窄脈沖激光信號經放大輸出進入比較器，經閾值比較后輸出TTL脈沖信號，通過判別前沿獲取時間信息，放大電路輸出和閾值比較電路輸出的輸出波形如圖6所示：
由圖6可以看到，實現閾值比較功能的運算放大器OPA699能夠對脈寬為10ns的快速信號進行閾值判別，完全能夠滿足實際應用需要。
4 結束語
該電路中，單電源供電方式設計的放大電路有效解決了信號放大的問題，方便后續電路的處理；閾值比較電路能進一步得到足夠放大倍數的信號，有效地去除噪聲，提高信噪比，為后續進行信號處理提供了保證，也就是說，此類應用中，尤其對供電方式要求單一的應用中，將運算放大器用作比較器是一種可行的設計選擇。
運算放大器不但有單運放封裝，同時提供雙運放或四運放型號，這類雙核和四核型號比兩個或四個獨立運算器便宜，而且占用電路板面積更小，進一步節省了成本。另外，比較器專門針對干凈快速的切換而設計，因此其直流參數往往趕不上許多運算放大器。因而，在要求低輸入失調電壓和低輸入偏置電流等的應用中，將運算放大器用作比較器可能比較方便。
但是用作比較器的運算放大器沒有負反饋，因此其開環增益非常高。躍變期間，哪怕是極少量的正反饋也可能激發振蕩。反饋可能來自輸出與同相輸入之間的雜散電容，也可能來自共地阻抗中存在的輸出電流。雖然通過設計布局降低雜散電容等方法進行補償，但不穩定性的確是隱形存在的“不定時炸彈”。另外，將運算放大器用作比較器時，受飽和影響，其反應速度低于期望水平，如果高速非常重要，將運算放大器用作比較器可能達不到預期效果。
總之，文章提供了一種可行的光電探測電路的設計手段，在實際應用時，必須了解相關知識，以確保所選運算放大器能達到要求的性能。
參考文獻
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